Transistor MOSFET como chave: Circuito de Comando Não Isolado

Caio Moraes | 22 de novembro de 2020 | Semicondutores de Potência | 14 Comentários

O transistor MOSFET é um dos principais componentes em qualquer conversor chaveado. Em geral, esse tipo de transistor requer um circuito de comando para o seu acionamento, principalmente quando o controle é realizado a partir de microcontroladores (MCUs) ou processadores digitais de sinais (DSPs). Isso se dá pelo fato desses dispositivos não terem capacidade suficiente de corrente e nem de tensão.

Um circuito de comando para MOSFETs pode ser isolado ou não isolado, dependendo da aplicação. Quando o terminal source do transistor compartilha o mesmo “terra” do conversor e a potência não é muito superior a 200 W, podemos utilizar um circuito de comando não isolado (ver Figura 1-a). Por outro lado, quando o terminal source possui um referencial diferente do “terra” (Figura 1-b) ou quando a potência é mais elevada, torna-se necessário isolar o circuito de comando [1].

Figura 1. Exemplos de aplicações em que (a) o terminal source compartilha o mesmo “terra” do circuito e (b) o terminal source é referenciado a um ponto diferente do “terra”.

Neste artigo, você vai aprender a dimensionar um dos circuitos de comando não isolados mais difundido na literatura.

Essência do Circuito de Comando para MOSFETs

Conforme discutido no artigo intitulado “Transistor MOSFET de Potência”, esse tipo de transistor é comandado por tensão, ou seja, para acionarmos um MOSFET precisamos aplicar uma tensão positiva maior ou menor que a tensão de threshold entre os terminais gate e source. A Figura 2(a) ilustra a essência do circuito de comando para MOSFETs, onde as chaves S₁ e S₂ representam transistores de sinais de alta velocidade.

Como podemos observar na referida figura, existem duas capacitâncias envolvidas no processo de acionamento do MOSFET: a capacitância intrínseca entre gate-source e a capacitância intrínseca entre gate-dreno. Assim, a corrente requerida para elevar a tensão gate-source (V_GS) de zero até o valor de V_G é dada pela soma das correntes requeridas para carregar tais capacitâncias.

Por meio da Figura 2(b), fica mais fácil entendermos o processo de acionamento do MOSFET. Considerando-o inicialmente bloqueado (i.e., I_D = 0 e V_DS = V_DS,max), a tensão V_GS irá aumentar até atingir o valor de threshold (V_GS,th) a partir do momento em que a chave S₁ for habilitada. Desde então, o MOSFET entra em condução, permitindo a circulação da corrente de dreno (I_D) que aumenta rapidamente à medida que V_GS cresce acima de V_GS,th.

Depois que I_D atinge seu valor máximo (I_DS,max), a tensão dreno-source (V_DS) cai abruptamente resultando em um elevado dV/dt no terminal de dreno. Essa derivada provoca a circulação de uma corrente elevada do gate para o dreno, através da capacitância C_GD. É importante salientar que tal corrente, também conhecida como corrente de Miller [2], deve ser considerada na hora de dimensionar o circuito de comando.

A variação da tensão V_DS termina quando esta atinge o seu valor mínimo, dado por V_DS,min = R_on ∙ I_DS,max (idealmente podemos considerar esse valor igual a 0 V). A partir desse momento, qualquer variação a mais na tensão V_G_S não afeta a corrente de dreno e a corrente de gate continua carregando as capacitâncias C_GS e C_GD até o valor de V_G.

Dito isso, a corrente necessária para carregar a capacitância intrínseca C_GS, em um tempo t_r, pode ser descrita como

$I_{GS} = C_{GS}\cdot \frac{d V_{GS}}{d t} = C_{GS}\cdot \frac{V_G}{t_r}$

(1)

Já a corrente necessária para carregar a capacitância intrínseca C_GD é dada por (2), tendo em vista que a tensão no terminal gate varia de 0 V a V_G, e no terminal dreno de V_DS,max a 0 V [3]. Aqui é importante destacar que V_DS,max não é a máxima tensão que o MOSFET suporta, mas sim a máxima tensão de bloqueio para a aplicação em questão.

$I_{GD} = C_{GD}\cdot \frac{d V_{GD}}{d t} = C_{GD}\cdot \frac{V_G + V_{DS,max}}{t_r}$

(2)

Por fim, a corrente total requerida para colocar o MOSFET em condução é obtida conforme

$I_{G} = I_{GS} + I_{GD} = C_{GS}\cdot \frac{V_G}{t_r} + C_{GD}\cdot \frac{V_G + V_{DS,max}}{t_r}$	(3)
$\therefore I_{G} = \frac{V_G}{t_r}\cdot\left[ C_{GS} + C_{GD}\cdot\left(1 + \frac{V_{DS,max}}{V_G} \right)\right]$

Cabe mencionar que nas folhas de dados (datasheets) dos fabricantes não é possível encontrar diretamente os valores de C_GS e C_GD, mas podemos encontrar outros valores de capacitâncias definidos como C_iss (capacitância de entrada) e C_rss (capacitância de transferência reversa). A capacitância C_rss é a própria capacitância C_GD, ao passo que a capacitância de entrada C_iss é dada pela soma entre C_GS e C_GD. Desse modo, podemos reformular a expressão (3) da seguinte maneira

$\boxed{I_{G} = \frac{V_G}{t_r}\cdot\left(C_{iss} + C_{rss}\cdot\frac{V_{DS,max}}{V_G} \right)}$

(4)

Outra forma muito comum de se obter a corrente de gate é por meio da carga total, Q_G(tot), necessária para comutar o MOSFET. Por definição, a corrente também pode ser expressa pela derivada da carga elétrica em função do tempo, isto é,

$\boxed{i = \frac{dq}{dt} \to I_{G} = \frac{Q_{G(tot)}}{t_r}}$

(5)

Na maioria dos casos, o datasheet já fornece a curva da carga total de gate do MOSFET, o que facilita muito os cálculos e torna esse método mais preciso do que o primeiro. Todavia, independentemente do método, é importante ter em mente que os parâmetros de capacitância e carga variam conforme as condições de operação do sistema. A Figura 3(a) mostra a relação entre as capacitâncias intrínsecas e a tensão dreno-source, já a Figura 3(b) mostra a relação entre a carga total e a tensão gate-source para um MOSFET modelo BUK9Y38-100E da NXP Semiconductors®. Portanto, sempre que formos dimensionar um circuito de comando, devemos analisar o datasheet do MOSFET e definir a carga total de gate, ou as capacitâncias intrínsecas, conforme os parâmetros do nosso circuito (tensões V_G_S e V_DS).

**Figura 3.** Curvas características do MOSFET modelo BUK9Y38-100E : (a) capacitâncias de entrada, de saída e de transferência reversa em função da tensão dreno-source; e (b) tensão gate-source em função da carga total de gate.

O processo de bloqueio do MOSFET envolve as mesmas grandezas discutidas acima, mas é caracterizado pela descarga das capacitâncias intrínsecas. A única diferença para a análise anterior é o intervalo de tempo. Em alguns modelos de MOSFET, o tempo de subida (t_r) e o tempo de descida (t_f) da tensão gate-source diferem entre si. Sendo assim, cabe definir uma corrente de gate para a entrada em condução (I_G,on) e outra para o bloqueio (I_G,off) do MOSFET, como segue

$I_{G,on} = \frac{Q_{G(tot)}}{t_r}$	(6)
$I_{G,off} = \frac{Q_{G(tot)}}{t_f}$

(Obs.: o mesmo pode ser feito por meio da expressão (4), considerando os respectivos intervalos de tempo).

Uma vez definidos tais parâmetros, precisamos dimensionar o resistor de gate externo que vai limitar a corrente I_G. Para isso, basta dividirmos o valor máximo da tensão gate-source pelos valores obtidos em (6). Entretanto, devemos considerar também as resistências internas do circuito de comando e do próprio MOSFET, o que resulta em

$R_{G,on} = \frac{V_{G}}{I_{G,on}} - R_{int,on}$	(7)
$R_{G,off} = \frac{V_{G}}{I_{G,off}} - R_{int,off}$

onde R_int,on representa a resistência interna total (circuito de comando + MOSFET) durante a condução e R_int,off a resistência interna total durante o bloqueio.

A Figura 4 apresenta algumas alternativas para a introdução o resistor de gate externo. O circuito da Figura 4(a) é válido para MOSFETs que possuem o tempo de subida igual ao de descida, de modo que R_G,on = R_G,off = R_G. O circuito da Figura 4(b), por sua vez, é usado quando os tempos são diferentes, resultando em resistências também distintas. Nesse tipo de aplicação, é fundamental usar diodos extremamente rápidos para evitar um atraso maior durante a comutação do MOSFET. Uma opção para isso são os diodos do tipo Schottky. Por fim, a Figura 4(c) ilustra um circuito similar ao da Figura 4(b), porém, usando apenas um diodo. Nesse caso, o resistor R_G,off corresponde ao resultado do paralelismo entre R’_G,offe R_G,on.

**Figura 4.** Alternativas para introdução do resistor de gate externo.

Além do valor do resistor de gate, também precisamos determinar a potência que será dissipada por ele. Esse parâmetro é facilmente calculado com base na energia necessária para carregar/descarregar as capacitâncias intrínsecas e na frequência de chaveamento [2]. Vale destacar que a dissipação de potência no resistor de gate só ocorre durante os intervalos de comutação do MOSFET. Além disso, tal dissipação é dividida proporcionalmente entre o resistor externo e a resistência interna do circuito de comando. Sendo assim, é possível estabelecer as seguintes relações [2]:

$P_{RG,on} = \frac{1}{2}\cdot Q_{G,(tot)}\cdot V_G\cdot f_s\cdot \left(\frac{R_{G,on}}{R_{int,on}+R_{G,on}}\right)$

(8)

$P_{RG,off} = \frac{1}{2}\cdot Q_{G,(tot)}\cdot V_G\cdot f_s\cdot \left(\frac{R_{G,off}}{R_{int,off}+R_{G,off}}\right)$

(9)

onde P_RG,on representa a dissipação de potência no resistor de gate externo durante a entrada em condução e P_RG,off durante o bloqueio do MOSFET.

Caso o circuito de comando utilize apenas um resistor externo, como ilustrado na Figura 4(a), ambas as correntes durante a entrada em condução e o bloqueio irão circular pelo mesmo resistor R_G. A potência dissipada sobre esse resistor será a soma de P_RG,one P_RG,off, o que resulta em

$P_{RG,off} = \frac{1}{2}\cdot Q_{G,(tot)}\cdot V_G\cdot f_s\cdot \left(\frac{R_{G}}{R_{int,on}+R_{G}}+\frac{R_{G}}{R_{int,off}+R_{G}}\right)$

(10)

Descrição do Circuito de Comando Não Isolado

Com base na Figura 2, que explica a essência do processo de comando de um MOSFET (válido também para IGBTs), é possível gerar o circuito da Figura 5. Observe que o circuito de comando atua como uma interface entre o microcontrolador e o transistor de potência. Esse circuito é composto por dois estágios: no primeiro deles a tensão de saída do MCU (tipicamente 3,3 V ou 5 V) é amplificada para um valor próximo de V_CC, o que garante o correto acionamento do MOSFET; já no segundo estágio, são utilizados dois transistores de junção bipolar (BJT) em uma configuração push-pull, com o objetivo de amplificar a corrente.

Figura 5. Exemplo de um circuito de comando não isolado para MOSFETs.

O princípio de funcionamento desse circuito pode ser descrito da seguinte forma: Quando o sinal de comando V_C está em nível lógico baixo, o transistor T₁ é bloqueado enquanto o transistor T₂ é acionado carregando o capacitor intrínseco através do resistor R_G. Esse processo coloca o MOSFET em condução. Por outro lado, quando V_C está em nível lógico alto, o transistor T₁ é rapidamente saturado, colocando em condução o transistor T₃, que descarrega o capacitor intrínseco bloqueando o MOSFET.

É importante mencionar que o primeiro estágio tem uma característica inversora, ou seja, quando o sinal de saída do MCU estiver em nível alto, a tensão resultante na saída desse estágio estará em nível baixo, e vice-versa. Por isso, é necessário configurar o MCU para enviar um sinal complementar ao desejado, a fim de compensar essa inversão.

Exemplo de Dimensionamento do Circuito de Comando

Para ficar mais claro o processo de dimensionamento do circuito de comando, vamos considerar um exemplo numérico utilizando os seguintes parâmetros:

A tensão de saída do MCU vale V_C = 3,3 V;
A tensão máxima de bloqueio vale V_DS = 50 V;
A corrente máxima de dreno vale I_D = 15 A;
A frequência de chaveamento vale f_s = 20 kHz.

Com base nesses valores, podemos selecionar o MOSFET modelo BUK9Y38-100E, o qual suporta uma tensão máxima dreno-source de 100 V e uma corrente máxima de dreno de 30 A. Os principais parâmetros dinâmicos desse dispositivo podem ser encontrados na Tabela 1.

Tabela 1. Principais parâmetros dinâmicos do MOSFET modelo BUK9Y38-100E [4].

O primeiro passo é definir uma tensão gate-source acima do valor de threshold que resulte no menor valor possível para a tensão dreno-source durante a condução do MOSFET. Logo, analisando o gráfico da Figura 6(a), fica claro que a menor tensão V_DS, considerando uma corrente I_D = 15 A, é obtida para V_GS = 10 V. Na Figura 6(b), é possível notar que esse valor de tensão corresponde ao menor valor de resistência dreno-source, o que reduz as perdas por condução do MOSFET. Desse modo, será adotada uma tensão de alimentação de V_CC = 12 V para compensar as quedas de tensão do circuito e garantir que o MOSFET estará o mais saturado possível.

Gráficos retirados do datasheet do MOSFET modelo BUK9Y38-100E. — Figura 6. Gráficos retirados do datasheet do MOSFET modelo BUK9Y38-100E: (a) Característica de saída – corrente de dreno em função da tensão dreno-source; (b) Resistência dreno-source durante a condução em função da tensão gate-source [4].

O próximo passo é determinar a corrente de gate. Como esse MOSFET possui um tempo de subida igual ao de descida, podemos calcular apenas uma corrente. Assim, a partir da expressão (5) e da interpolação do gráfico da Figura 3(b), chegamos ao seguinte resultado:

$I_{G} = \frac{Q_{G(tot)}}{t_r} = \frac{35,72~\text{nC}}{18~\text{ns}}=1,98~\text{A}$

(11)

Particularmente, eu achei essa corrente um pouco elevada para o circuito de comando. Por isso, vou escolher um intervalo de tempo maior do que 18 ns com objetivo de utilizar transistores de sinais comumente encontrados no mercado. Vale destacar que esse intervalo de tempo não pode ser tão elevado a ponto de se aproximar do período de chaveamento. Além do mais, é importante ter em mente que quanto maior for o intervalo, maiores serão as perdas por comutação. Logo, vou considerar $t_r = 80~\text{ns}$ (haja vista que a frequência de chaveamento não é tão elevada), obtendo assim:

$I_G = \frac{35,72~\text{nC}}{80~\text{ns}}=0,447~\text{A}$

(12)

Agora podemos definir o resistência de gate total para limitar essa corrente:

$R_G = \frac{V_G}{I_G} = \frac{10~\text{V}}{0,447~\text{A}} \approx 22~\Omega$

(13)

Já a potência dissipada no resistor de gate, desconsiderando-se a resistência interna do circuito de comando, é dada por

$P_{RG} = \frac{1}{2}\cdot Q_{G,(tot)}\cdot V_G\cdot f_s \cdot 2 = 7,1~\text{mW}$

(14)

Uma vez conhecida a corrente de gate, é possível dimensionar os transistores T₂ e T₃. Observe na Figura 5 que essa corrente corresponde à própria corrente de coletor do transistor T₂durante a carga do capacitor intrínseco, i.e., I_C2 = I_G. O mesmo vale para o transistor T₃durante o processo de descarga. Dessa forma, os transistores T₂ e T₃ devem suportar a corrente de gate, I_G. Uma opção é utilizar os modelos 2N2222 (NPN) e 2N2907 (PNP), os quais satisfazem esse critério.

Em seguida, precisamos determinar a corrente de base I_B2(ver Figura 5). Para isso, vamos levar o valor de I_C2, que é igual a I_G, nas curvas do fabricante do transistor 2N2222 [5]. O objetivo aqui é garantir que o transistor opere na região de saturação, ou seja, com o menor valor possível de V_CE,2. Sabendo que a corrente de coletor vale I_C2= I_G= 0,447 A, podemos definir I_B2 = I_C2/10 = 44,7 mA, o que resulta em V_CE,2 ≈ 0,2 V (ver Figura 11 do datasheet).

Analisando novamente a Figura 5, verificamos que a corrente de base I_B2 equipara-se à corrente de coletor do transistor T₁, i.e., I_C1 = I_B2. Assim, precisamos escolher um transistor que suporte tal corrente. Nesse caso, podemos utilizar o próprio modelo 2N2222, já que este é barato e fácil de encontrar no mercado. Repetindo o processo acima, determinamos: I_B1= 4,47 mA e V_CE,1≈ 0,05 V.

Com todos esses parâmetros em mãos, fica fácil calcular os valores de R_B e R_C. Quando o transistor T₁ está em condução, R_C é submetido a uma diferença de potencial dada por V_CC – V_CE,1, enquanto a corrente I_C1circula pelo mesmo [6]. Desse modo, obtemos

$R_C = \frac{V_{CC} - V_{CE,1}}{I_{C1}} = \frac{12~\text{V} - 0,2~\text{V}}{44,7~\text{mA}} = 264,43~\Omega$

(15)

Ainda com T₁ em condução, a tensão aplicada sobre R_B será de V_C (saída do microcontrolador) menos a queda de tensão entre a base e o emissor V_BE,1 (tipicamente V_BE,1= 0,7 V). Com isso, é possível definir a seguinte relação:

$R_B = \frac{V_C - V_{BE,1}}{I_{B1}} = \frac{3,3~\text{V} - 0,7~\text{V}}{4,47~m\text{A}} = 581,66~\Omega$

(16)

Em virtude dos valores calculados não serem comerciais, irei adotar: R_C = 270 Ω e R_B = 560 Ω.

Pronto, agora já temos os valores e especificações de todos os componentes que compõem o circuito de comando do MOSFET. Para validar esses cálculos, utilizei o modelo de simulação da Figura 7, o qual foi desenvolvido no software LTspice^©. As principais formas de onda obtidas estão dispostas na Figura 8, a partir da qual fica mais fácil perceber a característica inversora do primeiro estágio de amplificação. Observe que o sinal aplicado no gate do MOSFET (V_G) é complementar ao sinal (V_C) que emula a saída do microcontrolador ou DSP. Além disso, podemos perceber que os resultados ficaram muito próximos dos valores calculados, validando assim o dimensionamento do circuito.

Modelo de simulação do circuito de comando. — Figura 7. Modelo de simulação do circuito de comando no software LTspice©.

Resultados de simulação do circuito de comando. — Figura 8. Resultados de simulação do circuito de comando, obtidos por meio do software LTspice^©.

Conclusão

Neste artigo, eu apresentei o princípio de funcionamento e os procedimentos de projeto de um dos circuitos mais comuns para o acionamento de MOSFETs. Como demonstrado, esse circuito permite acionar um transistor MOSFET a partir de microcontroladores, DSPs, ou até mesmo circuitos analógicos de baixa potência. Entretanto, é importante lembrar que essa solução só é válida para aplicações onde o terminal source do MOSFET compartilha o mesmo “terra” do conversor e a potência processada não é muito superior a 200 W.

Referências

[1] D. C. Martins. “Transistores de Potência”. Edição do Autor, Florianópolis, 2018.

[2] SILICON LABS. “AN1009: Driving MOSFET and IGBT
Switches Using the Si828x”. [Application Note]. Disponível em: <https://www.silabs.com/documents/public/application-notes/AN1009-driving-mosfet-and-igbt-switches-using-the-si828x.pdf>.

[3] A. I. Pressman. Switching power supply design. McGraw-Hill, Inc., 1997.

[4] NXP Semiconductors. “BUK9Y38-100E, N-channel 100 V, 38 mΩ logic level MOSFET in LFPAK56”. [datasheet]. Disponível em: <https://datasheetspdf.com/pdf-file/833649/NXPSemiconductors/BUK9Y38-100E/1>.

[5] ON Semiconductors. “P2N2222A NPN Amplifier Transistor”. [datasheet]. Disponível em: < https://www.onsemi.com/pub/Collateral/P2N2222A-D.PDF>.

[6] R. F. Coelho. “Estudos dos Conversores Buck e Boost aplicados ao Rastreamento de Máxima Potência de Sistemas Solares Fotovoltaicos”. 2008, 198p. Dissertação de Mestrado em Engenharia Elétrica – Universidade Federal de Santa Catarina, Florianópolis, 2008.

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Caio Moraes

Atualmente é doutorando em Engenharia Elétrica com ênfase em Eletrônica de Potência na Universidade Federal de Santa Catarina (UFSC). Possui mestrado e graduação em Engenharia Elétrica pela UFSC e pela Universidade Federal de Mato Grosso do Sul (UFMS), respectivamente. E também é formado em Eletrotécnica com enfase em Controle e Processos Industriais, pela Escola Técnica Estadual (ETEC) de Ilha Solteira. Tem experiência e interesse nas áreas de eletrônica de potência, sistemas de controle e sistemas embarcados, mais especificamente nos temas de modelagem dinâmica de conversores estáticos, inversores conectados à rede, gerenciamento de energia em microrredes CC, veículos elétricos e controle digital aplicado a conversores estáticos.

14 Comments

nikolas97 28 de fevereiro de 2021 Responder

Olá Caio!

Excelente publicação. Todo o detalhamento ao longa da explicação e o exemplo desenvolvido foram bastantes esclarecedores.

Eu realizei a simulação do modelo da figura 7 também no LTSpice com o intuito de observar o comportamento do circuito mediante a variação de alguns parâmetros e observei um efeito que me chamou atenção.

Quando há uma diminuição da corrente de dreno (ex.: aumento do R5 da figura 7 para 10kOhm) a tensão Vgs passa a ter um crescimento exponencial (análoga a curva de carga do capacitor) quando ocorre o bloqueio do MOSFET.

Isso ocorre devido as capacitâncias intrínsecas do MOSFET? Há alguma técnica de circuito capaz de eliminar ou diminuir esse tempo de crescimento exponencial?

Parabéns pelo ótimo trabalho com o site.

Obrigado.

Caio Moraes 8 de março de 2021 Responder

Olá, Nikolas. Tudo certo?
Fico feliz que tenha gostado do artigo.

Quanto à sua questão, esse comportamento da tensão gate-source se deve às capacitâncias intrínsecas mesmo. E você vai observá-lo independentemente do valor da carga. O que pode variar é o tempo em que a tensão fica na região de “Miller Platô” durante o bloqueio.

Para diminuir esse tempo de carga/descarga das capacitâncias intrínsecas, você precisa aumentar a corrente de gate. Existem circuitos de comando mais elaborados, mas basicamente isso pode ser feito diminuindo-se o resistor Rg (desde que seu circuito seja capaz de processar essas correntes maiores). Outra possibilidade é usar um diodo em antiparalelo com o resistor de gate. Assim, durante o bloqueio, as capacitâncias se descarregam rapidamente pelo diodo e não pelo resistor.

Espero ter ajudado. Abraço

Lucas 7 de abril de 2021 Responder

Olá, excelente artigo!

Tem me ajudado muito em minhas pesquisas em eletrônica de potência.

Uma questão que tenho é, para utilização do MOSFET como chave em um conversor chaveado de potência, como eu consigo encontrar a tensão de Gate (VGS) mínima necessária para garantir a operação do MOSFET na região ôhmica, este dado pode ser encontrado no datasheet do modelo escolhido para minha aplicação?

Agradeço pelos ensinamentos!

Caio Moraes 14 de abril de 2021 Responder

Olá, Lucas. Fico feliz que o este conteúdo te ajudou de alguma forma.

Para que o MOSFET opere na região Ohmica é necessário, primeiro, que a tensão VGS seja maior que a tensão de limiar (VTH) e, segundo, que a tensão dreno-source seja menor que a diferença entre VGS e VTH.

Como a tensão dreno-source depende da resistência de condução (Rds,on), é interessante que essa resistência seja a menor possível pra gerar uma tensão baixinha entre dreno e source. No datasheet costuma ter um gráfico que relaciona a resistência de condução com a tensão VGS. Então, você pode escolhe o valor de tensão para a menor resistência. Normalmente se utiliza um valor entre 10 e 15V. Eu costumo adotar 15V que se aplica bem na maioria dos mosfets.

Espero ter esclarecido. Abraço

Lucas 29 de abril de 2021 Responder

Agradeço pela resposta, foi bem esclarecedora. Minha última questão é, qual o objetivo prático de se utilizar um circuito de comando isolado, para os conversores em que o source do MOSFET não se cnontra no mesmo referencial do circuito conversor?

Novamente, agradeço pelo conteúdo e conhecimento que compartilha conosco.

Caio Moraes 23 de maio de 2021 Responder

Olá, Lucas.
A questão é que precisamos garantir uma certa tensão (ex: 15V) entre gate-source para que o MOSFET opere de fato na região resistiva (menos perdas em condução). No conversor Buck, o source está flutuando em relação ao terra e, a medida que o MOSFET entra em condução, o potencial do source se aproxima da tensão da fonte de entrada (consequentemente, a tensão gate-source diminui).

Dependendo do valor da fonte de entrada, pode ser que o MOSFET nem entre em condução ou não opere na região resistiva. Por isso, é comum utilizar um circuito de comando isolado, já que o secundário vai estar referenciado ao próprio source. Assim, sempre teremos os 15V independentemente da tensão de entrada. Outra opção é usar um circuito de comando com bootstrap.

Se não adotarmos esses circuitos, teremos que aplicar uma tensão no gate igual a tensão de entrada + 15V, o que pode ser um empecilho.

João Roberto Gabbardo 1 de agosto de 2021 Responder

Prezado Caio,
muito boa a sua explanação do circuito de comando do MOSFET bem como a explicação do cálculo do circuito de acionamento não isolado do MOSFET. Considerei um pouco de preciosismo efetuar uma interpolação no gráfico da Figura 3b para a obtenção de Qg, afinal as capacitâncias do MOSFET variam com a tensão Vds, e consequentemente as cargas. A curva à direita é para Vgs = 14, sendo que, de acordo com a Figura 6a o Vgs elegido foi de 15V. A outra curva da figura 3b é para Vgs = 40V, muito acima do indicado. Uma inspeção visual indicaria um valor para Qg de uns 35,5 – 35,6nC. De fato, ima grande precisão é desnecessária pela razão já citada anteriormente, bem como pelo grande espalhamento de parâmetros que há entre os MOSFETs.
Mas por curiosidade, qual foi o critério para adotar e efetuar a interpolação?
Abraços,
João Roberto Gabbardo

Caio Moraes 3 de agosto de 2021 Responder

Olá, João. Como vai?

A tensão Vgs escolhida foi de 10V e a tensão Vds máxima para o exemplo é de 50V.
Acontece que o gráfico da Figura-3b só apresenta a curva “Vgs vs. Qg” para Vds=14V e Vds=80V, e não para Vds=50V. Então pra mim não ficou tão claro assim qual seria o valor de Qg correspondente à tensão Vds desejada e, por isso, eu fiz a interpolação. Mas, de fato, acredito que não seja tão necessário nesse caso, já que você chegou num resultado próximo do calculado apenas analisando o gráfico visualmente. De qualquer forma, acho importante mostrar que é possível usar a interpolação para obter os parâmetros no datasheet, mesmo quando os gráficos não representam exatamente os valores da aplicação em questão.
Abraço.

João Roberto Gabbardo 7 de agosto de 2021 Responder

Olá Caio,

Obrigado pela sua resposta apesar dos absurdos que escrevi.

Conforme ficou evidente, fiz uma “salada” nos dados de projeto, nos índices das tensões e no segundo valor de Vds na figura 3b: não me pergunte de onde tirei o valor Vds = 40V para a segunda curva!

Agora indo para a inspeção visual da Figura 3b, desta vez prestando atenção para evitar outra bobagem: uma curva hipotética visual para Vds = 50V estaria deslocada levemente à direita do centro do intervalo entre a curva de Vds = 14V e Vds = 80V. Portanto se obteria um valor para Qc de 35,7nC a 35,8nC, evidentemente de acordo com a tua interpolação.

Porém novamente reitero que não adianta exigir grande precisão para esse valor bem como na maioria dos parâmetros dos FETs, pois como escrevi anteriormente, o espalhamento nos parâmetros pode ser grande e ainda há a influência de fatores externos.

Veja que no teu projeto foi necessário alterar tempo de comutação para obter uma corrente de gate mais plausível e o circuito resultante para acionamento foi simulado adequadamente, com valores obtidos convergindo para os calculados (também efetuei a simulação no LTspice).

Por fim, um pouco sobre mim: Sou professor no Curso Técnico em Eletrônica Integrado ao ensino médio e no Superior Tecnológico em Eletrônica Industrial no IFRS Campus Restinga. Estamos em regime de aulas remotas por consequência da pandemia está isso está gerando grande estresse e cozinhando o meu cérebro!

Abraços,

João Roberto Gabbardo
Juliano Elyades Oliveira 16 de março de 2022 Responder

Ola João,
Professor eu poderia usar um transistor MOSFET como chave para acionamento de bobinas com tensão e voltagens altas? É para um projeto de canhão de gauss acoplado a um gerador de 220 v 18 Kva.
André 30 de junho de 2022 Responder

Ótimo blog, ótimo artigo! Indiquei para meus alunos aqui do técnico! Falando de Belo Horizonte, Minas Gerais.

Caio Moraes 2 de agosto de 2022 Responder

Que bom que gostou, André. Obrigado por indicar para os seus alunos. Abraço

Marcelo 28 de março de 2023 Responder

Olá Caio, espero que esteja bem.
Muito bom seu artigo, parabéns!
Gostaria de saber se você tem algum artigo ou poderia indicar algum material que explique como fazer acionamento de cargas com MOSFETs canal P com aterramento não compartilhado, usando por exemplo um circuito com optoacoplador para isolar o acionamento da carga…
Obrigado.
Gustavo 1 de junho de 2023 Responder

Como poderia usar o Mosfet como chave para ligar um LED?